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D類音頻放大器介紹

發布時間：2021-04-04 18:43:18 閱讀次數：

D類音頻放大器介紹(圖1)

1958年首次提出的D類放大器在最近幾年變得越來越流行。什么是D類放大器？它們與其他類型的放大器相比如何？為什么對音頻感興趣的是D類？制作“優質”音頻D類放大器需要什么？ADI D類放大器產品的功能是什么？在以下頁面中找到所有這些問題的答案。

音頻放大器背景

音頻放大器的目標是忠實，高效且低失真地在產生聲音的輸出元件上以所需的音量和功率水平再現輸入音頻信號。音頻頻率范圍約為20 Hz至20 kHz，因此放大器必須在此范圍內具有良好的頻率響應，驅動帶限幅揚聲器（如低音揚聲器或高音揚聲器）時，頻率響應較小。功率能力因應用而異，從耳機的毫瓦到電視或PC音頻的幾瓦，再到“迷你”家庭立體聲和汽車音頻的數十瓦，再到更強大的家庭和商業用途的數百瓦，甚至更高音響系統-并在劇院或禮堂中充滿聲音。

音頻放大器的直接模擬實現使用線性模式下的晶體管來創建輸出電壓，該輸出電壓是輸入電壓的縮放副本。正向電壓增益通常很高（至少40 dB）。如果前向增益是反饋環路的一部分，則整個環路增益也將很高。經常使用反饋是因為高環路增益可改善性能-抑制前向路徑中的非線性所引起的失真，并通過增加電源抑制（PSR）來降低電源噪聲。

D類放大器的優勢

在常規晶體管放大器中，輸出級包含提供瞬時連續輸出電流的晶體管。音頻系統的許多可能實現方式包括A，AB和B類。與D類設計相比，即使是最高效的線性輸出級，其輸出級功耗也很大。這種差異為D類在許多應用中帶來了顯著優勢，因為更低的功耗產生的熱量更少，節省了電路板空間和成本，并延長了便攜式系統中的電池壽命。

線性放大器，D類放大器和功耗

線性放大器輸出級直接連接到揚聲器（在某些情況下通過電容器）。如果在輸出級中使用雙極結型晶體管（BJT），則它們通常以線性模式工作，并具有較大的集電極-發射極電壓。輸出級也可以用MOS晶體管實現，如圖1所示。

在所有線性輸出級中都會消耗功率，因為生成V OUT 的過程不可避免地會在至少一個輸出晶體管中導致I DS 和V DS 不為零。功耗的大小在很大程度上取決于用于偏置輸出晶體管的方法。

這一類拓撲結構使用晶體管作為一個直流電流源，能夠提供由揚聲器所需要的最大電流的音頻中的一個。使用A類輸出級可以達到良好的音質，但是功耗過大，因為通常會有大的直流偏置電流流入輸出級晶體管（我們不想要的地方），而沒有傳遞到揚聲器（我們這樣做的地方）。

所述B類的拓撲結構消除了直流偏置電流和耗散顯著較少的功率。它的輸出晶體管以推挽方式進行單獨控制，從而使MH器件可以向揚聲器提供正電流，而ML可以吸收負電流。這減少了輸出級的功耗，僅通過晶體管傳導信號電流。但是，由于當輸出電流流過零且晶體管在導通和截止條件之間變化時的非線性行為（交叉失真），B類電路的音質較差。

AB類是A和B類的混合折衷方案，它使用了一些直流偏置電流，但比純A類設計要少得多。較小的直流偏置電流足以防止交叉失真，從而實現良好的音質。功耗雖然在A類和B類極限之間，但通常更接近B類。需要一些類似于B類電路的控制，以允許AB類電路提供或吸收大的輸出電流。

不幸的是，即使設計良好的AB類放大器也具有很大的功耗，因為其中檔輸出電壓通常遠離正電源軌或負電源軌。因此，大的漏源壓降會產生顯著的I DS × V DS瞬時功耗。

由于采用了不同的拓撲結構（圖2），D類放大器的功耗比上述任何一種都要少得多。其輸出級在正電源和負電源之間切換，以產生一系列電壓脈沖。該波形對功耗無害，因為輸出晶體管在不切換時電流為零，而在導通電流時具有低V DS ，因此具有較小的I DS ×V DS。

由于大多數音頻信號不是脈沖序列，因此必須包括一個調制器，以將音頻輸入轉換為脈沖。脈沖的頻率內容既包括所需的音頻信號，也包括與調制過程有關的大量高頻能量。通常在輸出級和揚聲器之間插入一個低通濾波器，以最大程度地減少電磁干擾（EMI），并避免以過多的高頻能量來驅動揚聲器。為了保持開關輸出級的功耗優勢，濾波器（圖3）需要無損（或接近無損）。濾波器通常使用電容器和電感器，唯一有意耗散的元素是揚聲器。

圖4比較了A類和B類放大器的理想輸出級功耗（P DISS）與AD1994 D類放大器的測量損耗，并與給定揚聲器音頻功率（P LOAD）的關系（給定了音頻正弦波信號）。功率數被歸一化為功率水平P LOAD max，在該功率水平下，正弦波被削波到足以引起10％的總諧波失真（THD）。垂直線表示開始削波的P LOAD。

對于各種負載，尤其是在高值和中等值時，功耗的顯著差異是顯而易見的。削波開始時，D類輸出級的耗散約為B類的2.5倍，比A類低27倍。請注意，A類輸出級所消耗的功率大于傳遞給揚聲器的功率–使用大的直流偏置電流的后果。

輸出級功率效率Eff定義為

在削波開始時，對于A類放大器，Eff = 25％，對于B類放大器，Eff = 78.5％，對于D類放大器，Eff = 90％（見圖5）。這些A類和B類的最佳情況值是教科書中經常引用的值。

在中等功率水平下，功耗和效率方面的差異會擴大。這對音頻非常重要，因為響亮音樂的長期平均水平要比瞬時峰值（要接近P LOAD max）低得多（取決于音樂類型的5到20倍）。因此，對于音頻放大器，[ P LOAD = 0.1× P LOAD max ]是評估P DISS的合理平均功率水平。在此級別上，D類輸出級的功耗比B類小9倍，比A類小107倍。

對于具有10-W的音頻放大器P LOAD最大值，平均P LOAD 1 W的可以被認為是一個現實的聽覺水平。在此條件下，282毫瓦被耗散的d類輸出級內，與2.53 W代表B類和30.2Wˉˉ為A級。在這種情況下，d類的效率在較高的功率減小到78％ -從90％。但是，即使是78％的效率也要比B級和A級的效率要好得多，分別為28％和3％。

這些差異對系統設計有重要影響。對于高于1 W的功率水平，線性輸出級的過度耗散需要采取顯著的冷卻措施，以避免不可接受的發熱—通常通過使用大塊金屬板作為散熱片，或者使用風扇將空氣吹過放大器。如果放大器被實現為集成電路，則可能需要龐大且昂貴的熱增強封裝以促進熱傳遞。這些考慮因素在諸如平面電視等空間有限的消費類產品或汽車音頻（趨向于將更多頻道數塞入固定空間的趨勢）中繁重。

對于低于1 W的功率水平，浪費的功率比發熱量要困難得多。如果使用電池供電，則線性輸出級將比D類設計更快地消耗電池電量。在上面的示例中，D類輸出級消耗的電源電流比B類少2.8倍，比A類少23.6倍-導致手機，PDA和MP3播放器等產品所用電池的壽命有很大差異。

為簡單起見，到目前為止，分析僅集中于放大器輸出級。但是，當考慮放大器系統中的所有功耗源時，在低輸出功率水平下，線性放大器可以比D類放大器更有利。原因是生成和調制開關波形所需的功率在低電平時可能很大。因此，精心設計的中低功率AB類放大器的全系統靜態功耗可以使其與D類放大器具有競爭力。不過，對于較高的輸出功率范圍，D類功耗無疑是優越的。

D類放大器術語以及差分和單端版本

圖3顯示了D類放大器中輸出晶體管和LC濾波器的差分實現。該H橋有兩個半橋開關電路，它們向濾波器提供相反極性的脈沖，該濾波器包括兩個電感器，兩個電容器和揚聲器。每個半橋包含兩個輸出晶體管-連接到正電源的高側晶體管（MH）和連接到負電源的低側晶體管（ML）。此處的圖顯示了高端p MOS晶體管。高端n MOS晶體管通常用于減小尺寸和電容，但是需要特殊的柵極驅動技術來控制它們。

完整的H橋電路通常由單電源（V DD）供電，地線用于負電源端子（V SS）。對于給定的V DD和V SS，電橋的差分特性意味著它可以提供單端實現的兩倍輸出信號和四倍輸出功率。半橋電路可以由雙極電源或單電源供電，但單電源版本會在揚聲器兩端施加可能有害的直流偏置電壓V DD / 2，除非添加了隔離電容器。

半橋電路的電源電壓總線可以通過LC濾波器的大電感電流“泵送”超過其標稱值?？梢酝ㄟ^在V DD和V SS之間添加大的去耦電容器來限制泵浦瞬態的dV / dt 。全橋電路不會受到總線泵浦的影響，因為流入半橋之一的電感器電流會從另一半流出來，從而形成了一個局部電流環路，該環路對電源的影響最小。

音頻D類放大器設計中的因素

較低的功耗為在音頻應用中使用D類提供了強大的動力，但是對于設計人員而言，存在重大挑戰。這些包括：

選擇輸出晶體管尺寸
輸出級保護
音質
調制技術
電磁干擾
LC濾波器設計
系統成本

輸出晶體管尺寸的選擇

選擇輸出晶體管的尺寸可在各種信號條件下優化功耗。要確保在導通較大的I DS時V DS保持較小，則要求輸出晶體管的導通電阻（R ON）必須較?。ㄍǔ?.1 ohm至0.2 ohm）。但是，這需要具有顯著柵極電容（C G）的大型晶體管。切換電容的柵極驅動電路會消耗功率CV 2 f，其中C是電容，V是充電期間的電壓變化，f 是開關頻率。如果電容或頻率太高，此“開關損耗”將變得過大，因此存在實際的上限。因此，晶體管尺寸的選擇是在最小化導通期間的I DS × V DS 損耗與最小化開關損耗之間的權衡。在高輸出功率水平下，傳導損耗將主導功耗和效率，而在低輸出水平下，損耗將受到開關損耗的主導。功率晶體管制造商試圖最小化其器件的R ON × C G 乘積，以減少開關應用中的整體功耗，并在選擇開關頻率時提供靈活性。

保護輸出級

必須保護輸出級免受多種潛在危險條件的影響：

過熱：D類的輸出級功耗雖然比線性放大器要低，但如果長時間強迫放大器提供非常高的功率，仍可能達到危害輸出晶體管的水平。為了防止危險的過熱，需要溫度監控控制電路。在簡單的保護方案中，當片上傳感器測量的溫度超過熱關斷時，輸出級將關閉安全閾值，并保持關閉狀態直至冷卻。除了有關溫度是否已超過關閉閾值的簡單二進制指示之外，傳感器還可以提供其他溫度信息。通過測量溫度，控制電路可以逐漸減小音量，降低功耗，并使溫度保持在極限范圍內，而不是在熱關斷事件期間強制出現可察覺的寂靜時間。
過大的電流流動在輸出晶體管：低上如果正確連接了輸出級和揚聲器端子，則輸出晶體管的電阻不是問題，但是如果這些節點之間或與正極或負極電源意外短路，則可能會產生大量電流。如果不加以檢查，此類電流可能會損壞晶體管或周圍電路。因此，需要電流感應輸出晶體管保護電路。在簡單的保護方案中，如果輸出電流超過安全閾值，則會關閉輸出級。在更復雜的方案中，電流傳感器輸出被反饋到放大器中-試圖將輸出電流限制在最大安全水平，同時允許放大器連續運行而無需停機。在這些方案中，如果嘗試的限制被證明是無效的，則可以迫使關機作為最后的手段。
欠壓：僅當正電源電壓足夠高時，大多數開關輸出級電路才能正常工作。如果存在欠壓情況，電源太低，則會導致問題。此問題通常由欠壓鎖定電路處理，該電路僅在電源電壓高于欠壓鎖定閾值時才允許輸出級工作。
輸出晶體管的導通定時：本MH和ML輸出級晶體管（圖6）具有非常低的上電阻。因此，重要的是要避免同時打開MH和ML的情況，因為這將形成從V DD到晶體管的V SS的低電阻路徑，以及大的直通電流。充其量，晶體管會發熱并浪費功率。在最壞的情況下，晶體管可能會損壞。突破前先控制晶體管防止貫通條件，迫使兩個晶體管的關閉開啟一個之前。兩個晶體管都關閉的時間間隔稱為非重疊時間或空載時間。

音質

為了實現D類放大器的良好總體音質，必須解決幾個問題。

喀嗒聲：放大器打開或關閉時發生的喀嗒聲可能非常令人討厭。但是，不幸的是，除非將放大器靜音或取消靜音，否則要仔細注意調制器狀態，輸出級時序和LC濾波器狀態，否則它們很容易引入D類放大器。
信噪比（SNR）：為避免放大器本底噪聲發出嘶嘶聲，便攜式應用的低功率放大器的SNR通常應超過90 dB，中功率設計的SNR通常應超過100 dB，大功率的設計則應超過110 dB設計。這對于多種放大器實現都是可以實現的，但是在放大器設計期間必須跟蹤各個噪聲源，以確保令人滿意的總體SNR。
失真機制：包括調制技術或調制器實現中的非線性-以及在輸出級中用于解決直通電流問題的死區時間。

通常在D類調制器輸出脈沖的寬度中編碼有關音頻信號電平的信息。增加死區時間以防止輸出級直通電流會引入非線性時序誤差，這會在揚聲器上產生失真，該失真與相對于理想脈沖寬度的時序誤差成比例。避免直通的最短死區時間通常是將失真最小化的最佳方法。有關優化開關輸出級失真性能的詳細設計方法。
失真的其他來源包括：輸出脈沖的上升和下降時間不匹配，輸出晶體管柵極驅動電路的時序特性不匹配以及LC低通濾波器組件的非線性。
電源抑制（PSR）：在圖2的電路中，電源噪聲幾乎直接耦合到揚聲器，而抑制卻很小。發生這種情況是因為輸出級晶體管通過非常低的電阻將電源連接到低通濾波器。該濾波器可濾除高頻噪聲，但可以通過所有音頻，包括噪聲。有關單端和差分開關輸出級電路中電源噪聲影響的詳細說明。

如果既沒有解決失真問題又沒有解決電源問題，則很難獲得優于10 dB的PSR或優于0.1％的總諧波失真（THD）。更糟糕的是，THD往往是聽起來不好的高階類型。

幸運的是，對于這些問題有很好的解決方案。使用具有高環路增益的反饋（在許多線性放大器設計中都是如此）很有幫助。來自LC濾波器輸入的反饋將大大改善PSR，并減弱所有非LC濾波器的失真機制。通過將揚聲器包括在反饋環路中，可以減弱LC濾波器的非線性。設計良好的閉環D類放大器可達到PSR> 60 dB，THD <0.01％的發燒級音質。

反饋使放大器的設計復雜化，因為必須解決環路穩定性問題（高階設計的重要考慮因素）。同樣，連續時間模擬反饋對于捕獲有關脈沖時序誤差的重要信息是必需的，因此控制回路必須包括模擬電路以處理反饋信號。在集成電路放大器的實現中，這可能會增加芯片成本。

為了最大程度地降低IC成本，一些供應商傾向于最小化或消除模擬電路內容。某些產品使用數字開環調制器，再加上模數轉換器來檢測電源變化，并調整調制器的行為以進行補償，如進一步閱讀3所述。這可以改善PSR，但不會解決任何問題。失真問題。其他數字調制器試圖對預期的輸出級時序誤差進行預補償，或者針對調制器的非理想性進行校正。這可以至少部分解決某些失真機制，但不是全部。這些類型的開環D類放大器可以處理容許相當寬松的聲音質量要求的應用，但是為了獲得最佳的音頻質量，似乎需要某種形式的反饋。

調制技術

在大量相關研究和知識產權的支持下，D類調制器可以通過多種方式實現。本文僅介紹基本概念。

所有D類調制技術都將有關音頻信號的信息編碼為脈沖流。通常，脈沖寬度與音頻信號的幅度有關，并且脈沖頻譜包括所需的音頻信號加上不希望的（但不可避免）的高頻內容。在所有方案中，總的集成高頻功率大致相同，這是因為時域波形中的總功率相似，并且根據Parseval定理，時域中的功率必須等于頻域中的功率。但是，能量的分布差異很大：在某些方案中，低本底噪聲之上是高能量音調，而在其他方案中，能量是經過整形的，因此消除了音調，但本底噪聲更高。

最常見的調制技術是脈沖寬度調制（PWM）。從概念上講，PWM將輸入音頻信號與以固定載頻運行的三角或斜坡波形進行比較。這將在載波頻率上產生脈沖流。在載波的每個周期內，PWM脈沖的占空比與音頻信號的幅度成正比。在圖7的示例中，音頻輸入和三角波均以0 V為中心，因此對于0輸入，輸出脈沖的占空比為50％。對于較大的正輸入，它接近100％，對于較大的負輸入，它接近0％。如果音頻幅度超過三角波的幅度，則完全調制發生時，脈沖序列停止切換，并且各個周期內的占空比為0％或100％。

PWM之所以具有吸引力，是因為它在幾百千赫茲的PWM載波頻率上允許100dB或更好的音頻帶SNR，其低至足以限制輸出級的開關損耗。另外，許多PWM調制器在高達100％的調制度時都穩定，在概念上允許高輸出功率-直至過載。但是，PWM存在幾個問題：首先，在許多實現中，PWM過程會固有地增加失真；接下來，PWM載波頻率的諧波會在AM無線電頻段內產生EMI。最后，PWM脈沖寬度在接近全調制時變得非常小。這在大多數開關輸出級柵極驅動器電路中引起了問題-由于其驅動能力有限，它們無法以再現幾納秒寬度的短脈沖所需的過高速度正確開關。所以，上電阻，和揚聲器阻抗。

PWM的替代方法是脈沖密度調制（PDM），其中給定時間窗口中的脈沖數與輸入音頻信號的平均值成比例。各個脈沖寬度不能像PWM中那樣是任意的，而是被“量化”為調制器時鐘周期的倍數。1位sigma-delta調制是PDM的一種形式。

Σ-Δ的大部分高頻能量分布在很寬的頻率范圍內，而不像PWM那樣集中在載波頻率倍數的頻調中，從而提供了Σ-Δ調制，具有比PWM潛在的EMI優勢。在PDM采樣時鐘頻率的圖像上仍然存在能量；但使用3 MHz至6 MHz的典型時鐘頻率時，圖像在音頻頻帶之外-并被LC低通濾波器強烈衰減。

sigma-delta的另一個優點是，即使對于接近全調制的信號條件，最小脈沖寬度也只有一個采樣時鐘周期。這簡化了柵極驅動器設計，并允許安全操作至理論全功率。但是，由于傳統的1位調制器僅對50％的調制穩定，因此D類放大器中不經常使用1位sigma-delta調制（進一步閱讀4）。同樣，至少需要64倍的過采樣才能獲得足夠的音頻帶SNR，因此典型的輸出數據速率至少為1 MHz，并且功率效率受到限制。

近來，已經開發了自激式放大器。這種類型的放大器始終包括一個反饋環路，該環路的特性決定了調制器的開關頻率，而不是外部提供的時鐘。高頻能量通常比PWM中的能量分布更均勻。由于有反饋，因此可以實現出色的音頻質量，但是環路是自激的，因此很難與任何其他開關電路同步，或者很難在不首先將數字轉換為模擬信號的情況下連接到數字音頻源。

全橋電路（圖3）可以使用“三態”調制來降低差分EMI。對于傳統的差分操作，半橋A的輸出極性必須與半橋B的極性相反。僅存在兩種差分操作狀態：輸出A高，輸出B低；和一個低與B高。但是，存在兩個附加的共模狀態，其中兩個半橋輸出的極性相同（均為高電平或均為低電平）。這些共模之一狀態可以與差分狀態結合使用以產生三態調制，其中LC濾波器的差分輸入可以為正，0或負。0狀態可以用來表示低功率電平，而不是像2狀態方案那樣在正狀態和負狀態之間切換。盡管實際上增加了共模EMI，但在0態期間LC濾波器中幾乎沒有發生差動，從而降低了EMI差。差分優勢僅適用于低功率水平，因為必須仍然使用正和負狀態為揚聲器提供可觀的功率。三態調制方案中變化的共模電壓電平對閉環放大器提出了設計挑戰。

馴服EMI

D類放大器輸出的高頻分量值得認真考慮。如果不能正確理解和管理，這些組件可能會產生大量EMI，并破壞其他設備的運行。

有兩種EMI值得關注：輻射到太空中的信號以及通過揚聲器和電源線傳導的信號。D類調制方案確定了傳導和輻射EMI組件的基線頻譜。但是，盡管具有基線頻譜，某些板級設計技術仍可用于降低D類放大器發出的EMI。

一個有用的原理是最小化承載高頻電流的環路的面積，因為相關EMI的強度與環路面積以及環路與其他電路的接近程度有關。例如，整個LC濾波器（包括揚聲器接線）應盡可能緊湊地布置，并保持靠近放大器的位置。電流驅動和返回路徑的走線應保持在一起，以最大程度地減小環路面積（在揚聲器導線上使用雙絞線會有所幫助）。另一個要注意的地方是在切換輸出級晶體管的柵極電容時發生的大電荷瞬變。通常，這筆費用來自水庫電容，形成包含兩個電容的電流環路?？梢酝ㄟ^最小化環路面積來減小此環路中瞬變的EMI影響，這意味著將存儲電容盡可能地靠近其充電的晶體管。

有時將射頻扼流圈與放大器的電源串聯插入會很有幫助。如果放置得當，它們可以將高頻瞬態電流限制在放大器附近的局部環路中，而不是沿電源線長時間導通。

如果柵極驅動器的非重疊時間很長，則來自揚聲器或LC濾波器的感應電流會在輸出級晶體管的端子處使寄生二極管正向偏置。當非重疊時間結束時，二極管上的偏置將從正向變為反向。在二極管完全關斷之前，可能會流過大的反向恢復電流尖峰，從而造成麻煩的EMI源?？梢酝ㄟ^使非重疊時間非常短來最大程度地減小此問題（也建議將音頻失真最小化）。如果反向恢復行為仍然不可接受，則可以將肖特基二極管與晶體管的寄生二極管并聯，以轉移電流并防止寄生二極管永遠導通。這是有幫助的，因為肖特基二極管的金屬-半導體結本質上不受反向恢復作用的影響。

具有環形電感器芯的LC濾波器可以最大程度地減小放大器電流產生的雜散磁場線。如果要確保屏蔽不會使揚聲器的電感線性度和音質下降到不可接受的程度，則可以通過屏蔽來減少廉價鼓芯的輻射，這是成本與EMI性能之間的良好折衷。

LC濾波器設計

為了節省成本和電路板空間，大多數用于D類放大器的LC濾波器是二階低通設計。圖3描繪了二階LC濾波器的差分版本。揚聲器用于衰減電路的固有共振。盡管揚聲器阻抗有時近似為一個簡單的電阻，但實際阻抗卻更為復雜，并且可能包含大量的電抗成分。為了在濾波器設計中獲得最佳效果，應該始終尋求使用一種準確的揚聲器模型。

常見的濾波器設計選擇是針對最低帶寬，以使感興趣的最高音頻頻率時濾波器響應的下垂最小化。如果對于高達20 kHz的頻率要求小于1 dB的下降，則典型的濾波器具有40 kHz的巴特沃斯響應（以實現最大平坦的通帶）。下表中的標稱分量值給出了常見揚聲器阻抗以及標準L和C值的近似巴特沃斯響應：

電感L （μH）	電容C （μF）	揚聲器電阻（歐姆）	帶寬–3-dB （kHz）
10	1.2	4	50
15	1個	6	41
22	0.68	8	41

如果設計不包括來自揚聲器的反饋，則揚聲器的THD將對LC濾波器組件的線性敏感。

電感器設計因素：設計或選擇電感器的重要因素包括鐵心的電流額定值和形狀以及繞組電阻。

額定電流：所選的磁芯的額定電流應高于預期的最大放大器電流。原因是，如果電流超過額定電流閾值并且磁通密度變得過高，許多電感器磁芯將發生磁飽和，從而導致電感的急劇降低。

電感是通過將導線纏繞在鐵芯上而形成的。如果匝數很多，則與總導線長度相關的電阻會很大。由于此電阻串聯在半橋和揚聲器之間，因此一些輸出功率會消散在其中。如果電阻太高，請使用較粗的電線或將磁芯換成其他材料，這種材料需要更少的電線匝數即可獲得所需的電感。

最后，如上所述，不應忘記所使用的電感器形式會影響EMI。

系統成本

使用D類放大器的音頻系統的總成本中有哪些重要因素？如何使成本最小化？

D類放大器的有源組件是開關輸出級和調制器?？梢砸耘c模擬線性放大器大致相同的成本構建該電路。在考慮系統的其他組件時會發生真正的折衷。

D類的較低耗散節省了散熱器或風扇等冷卻設備的成本（和空間）。與線性放大器相比，D類集成電路放大器可以使用更小，更便宜的封裝。當從數字音頻源驅動時，模擬線性放大器需要D / A轉換器（DAC）將音頻轉換為模擬形式。模擬輸入D類放大器也是如此，但是數字輸入類型有效地集成了DAC功能。

另一方面，D類的主要成本劣勢是LC濾波器。這些組件（尤其是電感器）占用了電路板空間并增加了費用。在大功率放大器中，整個系統的成本仍然具有競爭力，因為LC濾波器的成本被冷卻設備的大量節省所抵消。但是在對成本敏感的低功耗應用中，電感器的費用變得繁重。在極端情況下，例如手機便宜的放大器，放大器IC的價格可能比LC濾波器的總成本還便宜。同樣，即使忽略金錢成本，LC濾波器占用的電路板空間在小尺寸應用中也可能成為問題。

為了解決這些問題，有時會完全消除LC濾波器，以創建無濾波器放大器。盡管失去了低通濾波的優勢，但可以節省成本和空間。如果沒有濾波器，則EMI和高頻功耗會不可接受地增加-除非揚聲器是電感性的，并且保持非?？拷糯笃鞯奈恢茫駝t電流環路的面積將減小，并且功率水平將保持在較低水平。盡管在諸如手機之類的便攜式應用中通常是可行的，但對于諸如家用立體聲音響之類的高功率系統卻是不可行的。

另一種方法是最小化每個音頻通道所需的LC濾波器組件的數量。這可以通過使用單端半橋輸出級來實現，這需要差分，全橋電路所需的Ls和Cs的一半。但是，如果半橋需要雙極電源，則與產生負電源相關的費用可能會令人望而卻步，除非已經為其他目的提供了負電源，或者放大器具有足夠的音頻通道以分攤負電源的成本。供應。另外，半橋可以由單電源供電，但這會降低輸出功率，并且通常需要一個大的隔直電容。